６Ｂ４Ｇ全段差動プッシュプルアンプ

（２００３年９月製作、２００４年３月改造）

前書き

　今回のテーマは直熱管です。使用するのは６Ｂ４Ｇ、なぜこの球かと言うと手元にあったからです。（おいおい！）職場の先輩から２本頂いて、シングルアンプ（キット）を製作した思い出の球です。私が真空管アンプに目覚める原因となった球でもあります。その後全段差動プッシュプルアンプを製作したためお蔵入りとなっていましたが、復活の時が来ました。全段差動ですから４本必要ですが、ちゃんと予備球としてもう２本も格安で譲ってもらっていたので、揃っています。National Electronicsブランドの球です。2本はMaid in U.S.A. もう2本はMaid in Englandと表示がありますが、どちらも旧ソ連製らしいです。（原産地表示は最終製品検査を行った国でよいと、聞いたことがあります。）

設計

　出力段を６Ｂ４Ｇに決めると、２段構成ではゲインが足りません。だからと言って単純に３段構成にすると、低域と高域の時定数が増えて、発振しやすくなります。そこで初段にはＦＥＴを使用してドライバ段と直結します。（ん？ どこかで見たような構成だぞ。）　ドライバ段はこれまた手持ちの５８１４Ａ（＝１２ＡＵ７）決めました。トランスはソフトンのＲＸ−４０−５を購入済みだったのでこれを使用します。このトランスは２次側が６Ω負荷の時に１次側が５ｋΩ(p-p)です。差動プッシュプルの場合は動作点を決めるのにトランスのインピーダンスの半分にしてシングルと同じロードラインを引けば良いので負荷インピーダンスは２．５ｋΩとなります。するとＶｐ＝２５０Ｖ、Ｉｐ＝６０ｍＡという２Ａ３（＝６Ｂ４Ｇ）の広く知られた標準的な動作点が出てきます。しかし、ここでいつもの悩みです。電源トランスに適当なものがない！　ステレオアンプだとドライバ段も含めて２６０ｍＡ位の電流容量が必要ですが、電流で選ぶと電圧が高すぎます。そして値段もお高いです。世の中にはA級プッシュプルアンプに適した電源トランスが本当に少ないです。一時はモノラルアンプ2台構成も考えましたが、このクラスではなんとも大げさです。そこでちょっぴり妥協してＩｐ＝５０ｍＡの動作点で考えてみます。これなら出力段の電流は２００ｍＡとなり、ドライバ段を含めても２２０ｍＡ程度です。これならばちょっと定格オーバーですが、電源トランスにノグチトランスのＰＭＣ−２００Ｍが使えそうです。（定格オーバーでの使用は、あくまでも自己責任です。念のため！）

　ＰＭＣ−２００Ｍの２次側電圧は２５０Ｖと２８０Ｖで、２５０Ｖ端子をシリコンダイオードで整流すれば約３００Ｖが得られるので、Ｖｐ＝２５０Ｖにカソードバイアス約５０Ｖを足すとぴったりです。が、個人的な設計思想では、５０Ｖ×１００ｍＡ×２(ch)＝１０Ｗの熱源をシャシ内に入れるのは、勘弁して欲しいところです。（実は、たくさんの放熱孔を整然と開ける腕がないので、なるべく放熱孔を開けなくても良いようにしたいだけです。）　そこでこれまで通り、グリッドを負電源で引っ張って、カソード電圧を低くする半固定バイアスを使います。負電源と初段のFET用電源は独立巻線の７０Ｖから半波整流で作ることにしました。動作中における出力段のカソード電位の変動分を吸収するためカソード電圧は約２０Ｖとします。このため負電源は−３０Ｖ程度が必要となります。カソード電圧が２０Ｖだと、Ｖｐは２８０Ｖ程になります。プレート損失は１４Ｗと許容値ですが、動作点は良くありません。出力トランスの１次インピーダンスが８ｋΩp-pだとバッチリなのですが、今回は５ｋΩです。電圧を下げるのにダイオードの整流電圧を抵抗でドロップさせたのでは、シャシ内で発生する熱量は変わりません。さぁ、どうしましょう。そこで登場したのが、これまた頂いた整流管５Ｕ４ＧＢです。ヒーターは必要だし、電圧降下も大きいので、積極的に使う気にはなれなかったのですが、今回は適材適所（？）です。発熱部分はシャシの上だし、整流管はシリコンダイオードに比べて同じトランスでも出力電流が少し多く取れると言われています。

　初段のＦＥＴには昔からある定番の２ＳＫ３０Ａを使い、コントロールアンプの使用を前提とし、入力ボリュームを省いた、純粋なメインアンプとしました。これで大体の条件が決まったので回路図を書きます。おっとその前にスピーカを８Ωとした時の出力管のロードラインも検証しておきましょう。こちらはインピーダンス３．３ｋΩとなってＶｇ＝０Ｖの時のＩｐが約１００ｍＡとなり、無信号時の２倍。差動出力段のセオリー通りの動作です。良かったよかった。

　最初に書いてみた回路図はこの通りです。実際に製作していく上での変更点についてはこの中に顛末を記しています。なお直熱管の場合ハムバランサとして半固定抵抗が使われる事が多いのですが、今回は固定抵抗で中点を引き出す方式にして調整部分を設けませんでした。これは直流点火でリップルが少なければ、中点固定でもハムの大きさは許容範囲に入るだろうとの考えです。

　回路が決まったら次は実装設計です。まずシャシはノグチトランスでＰＭＣ−２００Ｍの取付穴が開いている「お助けシャーシ」が手ごろな大きさで値段も安かったので、購入しました。（２００４年３月現在、電源トランスとお助けシャーシのセット販売に変わっています。残念ながら、ＰＭＣ−２００Ｍはそのリストから漏れています。）　但し、電源トランスの実装位置が決まっているので、デザイン的には制約を受けます。あれやこれやと並べてみた結果、以下の配置（概略）となりました。

実は（シャシ上面が）初の左右非対称デザインです。

　そして今回はこちらも初の裏蓋なしです。シャシ底面が４面折り返しになっており剛性は確保されていたので、メンテナンスが楽になるようにしました。　入力ボリュームがないので、初段のＦＥＴ増幅回路を入力端子の直後に配置して線材の引き回しを最小にすることが可能となりました。またスピーカ端子からのＮＦＢ配線も短くてすみます。

　回路は機能ブロック毎にユニバーサル基板と平ラグ板を使い分けて製作します。出力段の定電流用ＩＣ（ＬＭ３１７）やヒーター電源用シリコンブリッジダイオードにはフルモールドタイプを使い、放熱のためのシャシへの取付を容易にしました。

製作と調整

当初の製作記

　製作はシャシ加工からですが、大物の電源トランス用の穴が開いているので、後は殆ど丸穴ばかりです。それほど苦労しなくてすみました。塗装は当初アルミ建材用のスプレー塗料を考えていましたが、思ったような色がなかったので、一般的なアクリル塗料にしてみました。色はブルーメタリックです。但し、アルミ専用塗料と比べて塗装の食いつきは悪いようです。何回も重ね塗りしたのですが、製作中に部品が当たったところが剥げてしまい、後でリタッチをしました。またサイドにはウッドパネル（ラワン合板に木目シートのお手軽タイプですが）を付けます。そのままだとアルミ板の継ぎ目が見えてしまうためですが、このサイドパネルがあると、調整のためアンプを引っ繰り返す時に、塗装面を擦らないので取り扱いが楽です。部品の実装と配線はノートラブルで進み、各部チェック終了後にＮＦＢなしで音を出してみたところ、一発で音が出ました。（ここまでは）順調です。外観はこんな感じに出来上がりました。

　さて実はこれからが大騒ぎです。（こんな物が出来ましたとだけ報告すれば、格好良いのですが、初心者が拙い設計の自作品でホームページを作るからには、トラブル報告の方がご覧の皆様にはお役にたつのではないかと、恥をしのんで大公開です。）

　負電源の出力が設計より２Ｖ程低いです。チェックをしたところレギュレータの入力で電圧不足です。ダイオード整流出力が１００Ｖ程度になるので、レギュレータ入力の前に抵抗（４．７ｋ）を入れて電圧を下げていたのですが、レギュレータ自身の消費電流の見積もりを間違えたために、抵抗での電圧降下が過大になっていました。そこで手持ちの抵抗を並列接続し、レギュレータの入力電圧が適正になるようにしました。初段用の正電源も出力電圧の不足こそありませんでしたが、マージンが少なかったのでこちらも変更しました。

　出力管のヒーターは２本まとめて直流点火しています。リップルフィルタは２２０００μ×２と０．４７Ωのπ形フィルタだったのですが、出力電圧が５．５Ｖしかありません。結局抵抗を取り去って６．２Ｖとなりました。抵抗を取り去った状態でヒーター回路のリップルは０．０９２Ｖ（テスター測定）です。

　音は出たし、ＮＦＢの極性もあっているようなので、ＮＦＢ量を決めるために利得を測定していたら、いきなりゲインが変動しました。あれれ？ 一旦電源を切って各部電圧をチェックして見ましたが、出力段のカソード電圧がふらふらと動くのが気になります。暫く見ていると、なんと６０Ｖになってしまいました。まずい！ＩＣの定格オーバーです。飛んじゃったかな？　直ぐに電源を切って原因を考えてみます。定電流回路は発振しやすいと聞いているので、発振しているのかもしれません。発振止めには定電流回路の吸込み端に抵抗を付けるのが有効らしいのですが、ハムバランス用に入れている抵抗がその役目を果たしているはず（？）です。

　おそるおそるもう一度電源を入れてみたところ、電圧はふらふらしますが、値は正常です。良かった、ＩＣは飛んでないようです。そこで超高域のインピーダンスを下げるため、微小容量を定電流回路に並列に入れてみました。ダメです。まだふらふらしています。そのうちにまたポンと６０Ｖになってしまいました。今回は出力管のグリッド電圧を測ってみましたが、わっ！＋１６０Ｖです。何でだ？　

　ここまでで経験豊富な方は原因について推測がついた事と思いますが、当方は暫く悩んでしまいました。症状から見れば熱暴走と呼ばれる現象によく似ています。（６Ｂ４Ｇはそんなに暴走する球ではないとの意見もありますが。）　６Ｂ４Ｇのグリッド抵抗は自己バイアスで５００ｋΩ以下、固定バイアスで５０ｋΩ以下とされています。今回は固定バイアスと定電流回路によるバイアスを併用しており、定電流回路がバイアス電流の安定化に寄与するとの考えで、グリッド抵抗に２７０ｋと高めの値を使っていましたが、これが裏目に出ました（高い値にしたのは、段間コンデンサとグリッド抵抗で決まる時定数を下げて低域特性を欲張ったからです）。そこでグリッド抵抗を５６ｋに変更してみたところカソード電圧の変動はきれいに収まりました。定電流回路のＬＭ３１７も飛んでいません。（案外、丈夫じゃないですか。）

　改めてＮＦＢ無しで利得と周波数特性を測ってみます。利得はＬｃｈが１６．６倍（２４．４ｄＢ）、Ｒｃｈが１３．６倍（２２．７ｄＢ）で、仕上がり利得をこれまでのアンプに合わせて５．６倍（１５ｄＢ）とすれば、負帰還の量がちょっと多めになります。果たして安定した負帰還がかけられるでしょうか。周波数特性の方は１０Ｈｚ〜６５ｋＨｚで−１ｄＢ以内に入っており、さすがに３段構成で出力管のドライブインピーダンスを下げただけのことはあります。但し気になるのは３４０ｋＨｚ辺りに結構大きな山が【平坦領域に対して−９．２ｄＢ（両ＣＨ）】ある事です。ＮＦＢをかけた時に暴れなければよいのですが。取り敢えず位相補償コンデンサとして２００ｐＦをいれる（時定数は３６０ｋＨｚ）ことにしました。

　これで利得を５．６倍に調整して再度、周波数特性を測ってみます。高域の−１ｄＢ点は１２０ｋＨｚまで伸びました。３４０ｋＨｚ辺りのピークも−５．５ｄＢ（Ｌｃｈ）、−６．８ｄＢ（Ｒｃｈ）とＮＦＢ無しの時と比べて大暴れと言う印象はありません。音を聞いてみましたが、引き締まっていて結構いいじゃないですか。ついでに容量性負荷に対する耐性をチェックするために、0．１μＦのみを負荷とし、１０ＫＨｚの方形波を入力してみました。ちょっとリンギングは出ていますが大丈夫！　ではありませんでした。見事に発振、周波数は４５０ｋＨｚ。抵抗負荷の時は大丈夫でしたし、ＮＦＢを掛けなければ容量負荷でも発振しませんから、位相特性の余裕がないことは明らかです。仕上がり利得を高め(１０倍程度）にしてＮＦＢ量を減らす手もありますが、一旦発振を始めるとＮＦＢを少なくしても発振は継続するので、不安定なアンプになってしまいそうです。やれやれ・・・・・

　出力段の高域時定数は殆どトランスで決まってしまうので使用トランスの特性から１４０ｋＨｚ程度かと思われます。（善本さんのページを参照しました。）　ＮＦＢを安定して掛けるためには、電圧増幅段の高域時定数を出力段に対して離す必要がありますが、（真空管にしては）広帯域を狙いたいので、時定数を低い方に持っていってスタガ比を稼ぐのはやりたくありません。正確な計算は出来ませんが設計上は電圧増幅段の時定数を出力段に比べてかなり高い所に持っていった筈なのですが、実装技術が悪いのか（それとも直熱管のためヒーター回路がカソードに入っているのが悪さをしている）？

　まずは前作６ＢＸ７ＧＴparaでうまくいったクロス中和を使って、ミラー容量を減らし時定数を高められるかどうか実験してみます。（二匹目のどじょう作戦）　しかし今回は惨敗でした。周波数特性は多少変わるのですが、容量負荷時の発振を止めるには力が及びません。そこで今度は裸（ＮＦＢ無し）ゲインを抑える事を考えてみます。色々な方法が考えられますが、一番簡単なのはカソードに抵抗を入れて局部電流帰還を掛ける事です。対象はドライバ段の５８１４Ａとします。出力段の６Ｂ４Ｇは２本まとめて直流点火しているので、この手が使えるのは初段かドライバ段となります。初段にはバランス調整用に既に低抵抗が入っていますし、小さなユニバーサル基板に組んでありますので面倒です。

　さて５８１４Ａにどれくらいの抵抗を入れるかですが、ＮＦＢとして５ｄＢ程度は掛けたいのでトータルの裸ゲイン１０倍（２０ｄＢ）が目標となります。現状はＬｃｈが２４．４ｄＢ、Ｒｃｈが２２．７ｄＢですからおおよそ３〜４ｄＢのゲイン低下となります。今回の５８１４Ａ動作条件を眺めるとＶｇ変化１．５ＶでＩｐ（＝Ｉｋ）が１ｍＡ変化します。Ｖｇ変化に起因するＩｋの変化（これは何て言うんだろう）を抵抗で表すと１．５ｋΩです。カソードに抵抗を挿入するとＶｇが分圧されてゲインが下がります。６８０Ωを入れると１．５／（１．５＋０．６８）＝０．６８８（−３．２ｄＢ）になる計算です。実際に入れて測ってみましょう。結果はＬｃｈの利得が１０．７２（２０．６ｄＢ）、Ｒｃｈの利得が９．０２（１９．１ｄＢ）となりました。ほぼ目論み通りの値です。

　周波数特性は高域の１ｄＢ低下点６１ｋＨｚ（Ｌｃｈ）、５５ｋＨｚ（Ｒｃｈ）となり、３４０ｋＨｚのピークは−１０．４ｄＢです。ＮＦＢを掛けて利得を１５ｄＢに調整し、恐る恐る１０ｋＨｚの方形波を入力し０．１μＦの容量負荷としてみます。やったぁ、発振しません。リンギングも殆ど見られません。負帰還は安定して掛かっているようです。周波数特性を測定すると高域の１ｄＢ低下点が８５ｋＨｚ（Ｌｃｈ）、７５ｋＨｚ（Ｒｃｈ）で、３４０ｋＨｚのピークは−７．５ｄＢ（Ｌｃｈ）、−８．１ｄＢ（Ｒｃｈ）です。これで一応良しとしましょう。

　続いて歪み率を測ってみました。全段差動アンプに共通の弓なりカーブのきれいな特性です。最低歪み率は約０．０６％で、６Ω負荷時の５％歪み出力は５．５Ｗ（両ch共）となりました。えっ、６Ｂ４Ｇならシングルでも４W以上出るでしょう？ 随分と小出力じゃないですか。　実はこれ電源容量の関係でプレート電流を抑えたためです。８Ω負荷ならば動作条件が少し良くなるので６．３Ｗ（両ch共）となります。それにしても少ないですか？　じゃここでちょっと実験（測定のためＬｃｈだけ）プレート電流を６０ｍＡにしてみます。負荷抵抗は６Ωで、１Ｗ出力時の歪み率が０．０９％に低下、５％歪み出力は８．５Ｗに増大しました。この出力だったら納得して頂けますか？（やっぱりツインモノラル構成にして最適動作点を追求すべきだったかなぁ。）

改造

　製作したアンプの出力管がちゃんと実力を発揮できてないのは、出力管にかわいそうです。（えっ、こんな事を思うのは私だけですか？）　そこで６ＡＣ５ＧＴ全段差動の改造で下ろした、ＯＰＴ　ＥＦ−２５−８を搭載する事にしました。ＲＸ−４０−５とＦＥ−２５−８は取付寸法が一緒です。但し楽をしようと中央の穴を小さく開けていたので、そのままでは載りません。考えた末に部品を全部取り外して、再製作することにしました。その際は剥がれやすい今の塗装を全面的に塗り替える事にします。その他に部品配置の影響から来ていると思われる左右チャンネルクロストークが片方向のみ悪い問題も解決すべく、配置をいじりましょう。そう、その前に新しい動作点を述べておくと２８０Ｖ、５０ｍＡです。Ｂ電圧が上がるため、ドライバ段のプレート電圧も上昇しますが、現状のままでもドライブ可能なので、こちらはいじりません。

　部品を下ろして、ＯＰＴの取付穴を大きくしました。その他若干の穴開けを行い、次は塗装替えです。今は塗装剥離材なるものがあり、塗料の上から塗って暫くすると、塗装が剥がれてきます。ヘラや布で拭って、残った分は水洗いすると落ちてしまうという便利さ！　知らなかったなぁ。で、アルミ建材用の塗料で塗り直した色は、シルバーメタリック。随分と地味な色ですが、適当な色が無かったのでこれを選択しました。その後、部品を再実装して、組み立て直します。出来上がりはトップ写真の通りですが、やはり塗色で随分と印象が違います。後ろ姿はこんな感じです。

　この写真で気付かれたと思いますが、整流管５Ｕ４ＧＢが、何だか得体の知れない物に変わっています。これはＯＰＴの変更により６Ｂ４Ｇの動作点が変わり、高電圧が必要となったためです。ドロップ電圧の大きい整流管からシリコンダイオードに変更しました。但し、実装は既存のＵＳコネクタを活用して、適合するプラグを持ったアクリルチューブの中に組んでいます。その辺りを含めた変更後の回路図はこちらです。
　ドライバ段のカソードに入れている局部帰還用の抵抗は６８０Ωから５１０Ω（Ｌｃｈ）、（但しＲｃｈは入力段ＦＥＴの利得差をこちらで補正するために２７０Ω）に変更しました。整流用シリコンダイオードの回りは、複雑に抵抗が入っていますが、手持ちの抵抗とＢ電圧を見比べながら選んだ結果です。また出力管のヒーター直流点火用のブリッジダイオードはショットキ・バリア・ダイオードに変更して、ヒーター電圧をアップしました。内部の様子（新旧）は以下の通りです。

特性の測定

　特性概要は以下の通りです。（記載のないものは８Ω負荷）　今回は少し出力が大きいので、帰還後の総合利得を従来の作例の１５ｄＢから１７ｄＢへ上げています。

　特性図（グラフ）はこちらです。

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